Технические науки/6. Электротехника и радиоэлектроника

Аслан-заде А.Г.

Россия

Основные этапы построения трехфазного статического генератора постоянного тока.

Одной из основных проблем силовых полупроводниковых преобразователей переменного напряжения в постоянное является получение непосредственно (без фильтра) формируемого постоянного тока, качественно сопоставимого с постоянным током системы генератор-двигатель во всем диапазоне регулирования. В докладе раскрыты основные этапы построения трехфазного статического генератора постоянного тока (ТСГ), включающие применение метода частичных напряжений, метода схемотехнического перемещения элементов и метода функционального синтеза. Отмечена решающая роль третьего из перечисленных методов и его эвристическая сущность. Показана эксклюзивная возможность многопульсного ТСГ, заключающаяся в замещении функций промежуточных выводов первичных фазных обмоток преобразовательного трансформатора с неравными числами витков их групп регламентированным неравенством между углами отпирания тиристоров вентильных мостов, подключенных к одной и той же группе этих выводов. Эта возможность обусловлена ранее неизвестным явлением замещения током нулевой последовательности управляющих функций тиристоров. Показано, что эвристическая сущность метода функционального синтеза нивелирует распространенное понятие синтеза многопульсных выпрямителей до уровня полезного рабочего инструмента их построения.

Несмотря на длительный период разработки схем трансформаторных преобразователей числа фаз, получение без фильтра действительно, а не псевдо постоянного тока, регулируемого естественно коммутируемыми вентилями, осталось за пределами возможностей различных методов, обзор которых приведен в [1]. В том числе это относится к методу частичных напряжений [2] и методу схемотехнического перемещения элементов [3]. Тем не менее, эти два метода стали основой целенаправленного построения схемы ТСГ.

Разработка метода частичных напряжений [2] была обусловлена стремлением найти минимально необходимое количество суммируемых напряжений, с последующей идентификацией их с соответствующими фазными обмотками на одном преобразовательном трансформаторе, для построения на их основе исходных схем многопульсных выпрямителей.

Целесообразно пояснить, что вектором каждого из N частичных напряжений [4, стр.163] была условно названа часть вектора исходной 3-фазной системы напряжений, полученная в результате пересечения его, по крайней мере, одним или парой смежных из 6N векторов симметричной системы выпрямляемых напряжений, построенной на исходной системе. При этом для упрощения построения и анализа рассматривалось формирование вектора выпрямляемого напряжения второй системы не более чем двумя векторами суммируемых напряжений первой системы.

Для последующего упрощения (до N-кольцевого) конструктивного исполнения трансформатора многопульсного однополупериодного выпрямителя, построенного на основе идентификации частичных напряжений с напряжениями его вторичных фазных обмоток, использовался метод схемотехнического перемещения элементов [3], примеры иллюстративного воплощения которого приведены в [5]. Сущность этого метода – целенаправленное взаимное перемещение трансформирующих и вентильных элементов схемы для ее оптимизации путем совмещения их дублирующих свойств. Что касается подключения дополнительного вентильного моста к выводам предварительно разомкнутой нейтрали «звезды», при преобразовании N-кольцевого однополупериодного выпрямителя в двухполупериодный [6], то это не является следствием применения рассматриваемых методов построения и не вносит никакой функциональной новизны, т.к. это простой перенос мостовой схемы подключения вентилей к первичной обмотке трехфазного трансформатора.

Некоторые результаты аналитического определения минимально необходимого количества и числа витков вторичных обмоток трансформатора 18-пульсного выпрямителя с кольцевым и лестничным соединением части вентилей и в обобщенном виде 6N-пульсного (где 1 ≠ N = 2, 3, 4, …) выпрямителя были представлены в [7] и [2]. Кроме того, в [2] было дано описание подобия матрицы для построения 6N-пульсного двухполупериодного выпрямителя с последовательным соединением мостов [8], определяющей номер, группу соединения и число витков вторичных обмоток трансформатора в соответствии с величиной и очередностью частичных напряжений топографических векторных диаграмм выпрямляемых напряжений с симметрией 1-го и 2-го вида. Общий недостаток этих схем, помимо их статуса промежуточной ступени построения, заключается в неравенстве углов коммутации (кроме 12-пульсной, при N = 2 с симметрией 2-го вида). К другим их недостаткам следует отнести сложное конструктивное исполнение трансформатора, в том числе необходимость соединения его первичной обмотки в треугольник для уравновешивания магнитной системы, низкое качество выпрямления, обусловленное наличием низкочастотного спектра гармоник и большое количество вентилей. Причина появления этих гармоник, в частности, связана с невозможностью точного выбора целых чисел витков вторичных обмоток при понижающем коэффициенте трансформации без принуждения к росту мощности трансформатора.

Это стало одной из основных причин перехода к построению 12-пульсных выпрямителей, управляемых с первичной стороны трансформатора. Другая причина заключалась в возможности «игры» магнитными потоками трансформатора, с которой связывались перспективы улучшения качественных и количественных показателей преобразователя. Представлялась очевидной необходимость в синфазности вторичной системы выпрямляемых напряжений с первичной системой линейных и фазных напряжений сети. Это стало возможным вследствие использования 12-пульсного мостового выпрямителя с соединением вторичных обмоток трансформатора в 6-фазную неравнолучевую звезду с соотношением лучей, равным 1: 0,732, т.е. 6N-пульсного двухполупериодного выпрямителя [8] при N = 2 и симметрии 1-го вида. Оставалось обеспечить переключение тиристоров на первичной стороне одним из сформулированных в [9] возможных видов их соединения, описание которых дано в [10].

Исключая обретение 12-пульсного выпрямления при управлении с первичной стороны трансформатора, в частности на 8-ми тиристорах, недостатки этого выпрямителя не были устранены и, прежде всего, неравенство углов коммутации вентилей. Дальнейшие действия без достаточного упрощения вторичной стороны трансформатора от 2-обмоточного исполнения к 1-обмоточному на 6-и вентилях вместо 12-и были непрактичны в связи со сложностью повышения периодичности m при управлении с первичной стороны. Упрощение было реализовано методом схемотехнического перемещения элементов, путем перемещения тиристоров относительно витков первичных фазных обмоток.

На рис.1 в первом квадранте приведена «слепая» исходная схема исполнительного органа (ИО) 12-пульсного выпрямителя [9]. Если общие выводы каждой пары тиристоров этой схемы, гальванически непосредственно не связанных с нулевым входным выводом, переместить относительно витков смежных фазных обмоток до уровня образуемых промежуточных выводов, делящих каждую в соотношении W₂ = 0,1537∙W₁, то получим ИО 12-пульсного выпрямителя на 6-и выпрямляющих диодах – во втором квадранте рис.1.

Для получения иного ИО 12-пульсного выпрямителя на 6-и выпрямляющих диодах (в третьем квадранте рис.1) необходимо: а) общие выводы каждой пары тиристоров исходной схемы, гальванически непосредственно не связанных с нулевым входным выводом, переместить относительно витков фазной обмотки до их подключения между ее выводом и фазным входным выводом; б) образующиеся свободные выводы фазных обмоток переместить каждый к смежному фазному входному выводу по схеме «треугольника»; в) точки подключения других пар тиристоров переместить

относительно витков фазных обмоток до уровня образуемых промежуточных выводов, делящих каждую в соотношении W₂ = 0,732∙W₁.

Для получения третьего ИО 12-пульсного выпрямителя на 6-и выпрямляющих диодах (в четвертом квадранте рис.1) необходимо: а) общие выводы каждой пары тиристоров исходной схемы, гальванически непосредственно не связанных с нулевым входным выводом, переместить относительно витков фазной обмотки до их подключения между ее выводом и фазным входным выводом; б) точки подключения других пар тиристоров переместить относительно витков фазных обмоток до уровня образуемых промежуточных выводов, делящих каждую в соотношении W₂ = 0,183∙W₁.

В квадрантах 2, 3 и 4 показаны варианты возможных перемещений тиристоров, очередность включения которых соответствует очередности фазных и линейных напряжений сети [11], [12], [13]. При этом в этих квадрантах поочередно проводят ток фазные обмотки ИО соответственно {(W₁ + W₂) и 2∙W₁}, {W₁ и (W₁ + W₂)} и {(W₁ + 2∙ W₂) и 2(W₁ + W₂)}. Вторичная обмотка трансформатора в [11] и [12] может быть соединена в «треугольник» или 6-фазную «звезду». Соединение в «звезду» с нулевым выводом неприемлемо, т.к. например, в ИО в квадранте 3, при переключении между фазными обмотками разных стержней на первичной стороне от фазного напряжения на линейное может происходить суммирование напряжений разноименных вторичных фазных обмоток, минуя нулевой провод. Одновременная работа этих обмоток формирует на выходе выпрямителя нерегламентированное напряжение намного большей величины. Независимо от схемы соединения вторичной обмотки, для качественного регулирования необходимо обеспечивать переключение между фазными обмотками разных стержней на первичной стороне от линейного напряжения на фазное напряжение, а не наоборот. В [13] допустимо соединение вторичной обмотки в «треугольник» или 3-фазную «звезду» с третичным «треугольником».

Эти преобразования (рис.1) показывали возможность 12-пульсного выпрямления при равных углах коммутации 6-и выпрямляющих диодов. Стало возможным их дальнейшее усовершенствование количественного характера методом схемотехнического перемещения элементов в направлении изменения конфигурации магнитопроводов до кольцевых, уменьшения количества стержней и выпрямляющих диодов до двух. Но эти действия (вне рамок данной статьи) не были направлены на улучшение коэффициента мощности χ при глубоком регулировании напряжения. Для решения такой задачи необходимо было внесение в схему нового схемотехнического элемента или новых функциональных возможностей известного элемента. Новые возможности выявились в уравнительном реакторе (Ур), когда было предложено [14] построение многопульсных выпрямителей на основе эффекта перемещения промежуточного вывода обмотки Ур относительно ее крайних выводов. Это указывало на общность с первым опытом [7] по применению метода схемотехнического перемещения элементов в отношении обмоток трансформатора. Позволяло, наряду с количественным упрощением схемы выпрямителя (меньше диодов и обмоток), сохранить в ней известные качественные результаты использования Ур. При этом известные соотношения переносились с обмоток трансформатора на обмотки Ур, что обосновывало использование в новых построениях метод частичных напряжений.

Особенность применения Ур с новым эффектом в ИО 12-пульсных выпрямителей (рис.1) заключается в неравенстве амплитуд прикладываемых к ИО чередующихся линейных и фазных напряжений сети. На рис.2 (в первом квадранте) показан сектор топографической круговой 12-фазной векторной диаграммы, где отрезок между концами векторов линейного и фазного напряжений сети (и ) идентифицирован с проектируемой обмоткой УР: , . При этом вектор между центром круга и промежуточной точкой этого отрезка, т.е. промежуточным выводом обмотки Ур, делящим ее число витков в соотношении w₂: w₁ = 1: √3 для получения фазового сдвига 15 эл.град., идентифицирован с вектором результирующего напряжения U_r .

Допустим, что потенциал фазы A, (B), [C] относительно нуля положительный, а фазы соответственно B, (C), [A] – отрицательный. Тогда потенциал промежуточного вывода обмотки Ур, условно защищенной от короткого замыкания внешним реактансом, может принимать значение +A или – B (второй квадрант рис.2). В первом случае вектор U_r отстает на 15 эл.град. от вектора , а во втором – симметрично опережает его. Так как напряжения, прикладываемые к каждой обмотке w₁ Ур равны, то промежуточные выводы Ур₁ и Ур₂ можно соединить. Из этой диаграммы ясно, что в схеме должно быть два Ур, причем, когда режим работы обоих участков обмотки одного из них уравнительный, то участка w₁ другого – сглаживающий. Для реализации подходит ИО в первом квадранте рис.1, но с соединением 8-ми вентилей [10] по

схеме моста [15]. В этом случае схема соединения вторичной обмотки – «звезда» с нулевым выводом или «треугольник», т.к. функционирование Ур₁ и Ур₂ обеспечивается непрерывающейся линейным напряжением циркуляцией тока нулевой последовательности I₀, как в первичной, так и во вторичной цепи.

Другим известным элементом с новыми возможностями стал разомкнутый треугольник [16], обеспечивающий на трехфазном трансформаторе, при соотношении 1: 3 с числом витков последовательно подключенной к нему вторичной «звезды» лучевой схемы выпрямителя, отсутствие всех видов намагничивания. Включение разомкнутого треугольника в ключевом режиме работы ИО в цепь непрерывного тока I₀ позволило обеспечить постоянный уровень амплитуд гармонического спектра относительно выпрямленного напряжения и потребляемого тока во всем диапазоне регулирования [15].

Как видно, и метод частичных напряжений, и метод схемотехнического перемещения элементов имеют вспомогательное значение для финального этапа построения. Новая функциональная возможность разомкнутого треугольника проявляется как результат новых условий его работы на трехфазном трансформаторе, характеризующихся регулированием магнитного потока при неравенстве нулю суммы первичных фазных токов. Таким образом, функциональный синтез – это целенаправленный поиск по внесению в схему нового схемотехнического элемента или новых функциональных возможностей известного элемента, сводящих его к функциональной эвристике, отличающейся от обычной эвристики обращением в процессе построения технического решения с заданными свойствами к функциональной (информационной) аналогии с предшествующими решениями.

Следствием исключения одной из двух вторичных обмоток [15] трансформатора 12-пульсного выпрямителя и соединения другой его вторичной обмотки W₂ (рис.3) в «звезду» с нулевым выводом или «треугольник», стало устранение зависимости между соотношением чисел витков вторичных обмоток трансформатора и обмоток Ур. Для построения 12N-пульсного (N = 2, 3, 4…) выпрямителя было применено параллельное подключение к первичной обмотке N управляемых вентильных мостов, каждый со своей парой дополнительных диодов, но с разными соотношениями чисел витков N пар обмоток двух Ур.

Аналогично сектору векторной диаграммы 12-пульсного выпрямителя в первом квадранте, в третьем квадранте (рис.2) показан сектор векторной диаграммы 24-пульсного выпрямителя, в соответствии с которым в четвертом

квадранте показано соединение двух пар обмоток Ур с разными

соотношениями чисел витков. Мост на тиристорах 1 – 6 (рис.3), при W₃: W₁ = 1: 3 и соотношении чисел витков обмоток Ур₁ и Ур₂, равном w₁: w₂ = 5,0781 [17], формирует на нагрузке моста на диодах 17 – 24 несимметричное 12-пульсное напряжение U_d1α1, форма и фаза пульсации которого, в отличие от амплитуды U_r1, не зависит от угла отпирания α₁ тиристоров (рис.4). Аналогично мост на тиристорах 9 – 14, при w₃: w₄ = 0,59077, формирует на той же нагрузке напряжение U_d2α2 с амплитудой U_r2 > U_r1 и фазовым сдвигом 15 эл.град. Для уравнивания амплитуд U_r2 и U_r1 и формирования 24-пульсного выпрямления, можно использовать, вместо дополнительных выводов первичной обмотки W₁ трансформатора, новую функциональную возможность преобразователя: независимость фазы пульсации от угла отпирания тиристоров при условии включения в цепь тока I₀ обмотки W₁ встречно с ней обмотки W₃, соединенной в разомкнутый «треугольник". Для переключения между тиристорами разных мостов w₁: w₃ = 1,43 из условия w₁₊ 0,5(w₁₊ w₂) = w₃₊ 0,5(w₃₊ w₄) равенства реактансов обмоток Ур₁ и Ур₂, периодически обеспечивающих превышение разности потенциалов на электродах включаемой пары тиристоров относительно запираемой. Переключение между вентилями 15, 16 происходит за счет изменения направления тока I₀ [15]. На рис.5 показаны токи , , а также совмещенные попарно на оси абсцисс токи I_w1, I_w2 и I_w3, I_w4 обмоток Ур₁, соответственно w₁, w₂ и w₃, w₄. Стрелки на рис.3 – направления токов при поочередной загрузке групп вентилей 1, 6, 8 и 13, 10, 16 (зачернены) с диодами 18, 21, 23. Очередность

включения вентилей: 1-4-8, 1-6-8, 13-10-16, 13-10-15, 1-6-7, 3-6-7, 11-10-15,11-10-16, 3-6-8, 3-2-8, 11-14-16,11-14-15, 3-2-7, 5-2-7, 9-14-15, 9-14-16, 5-2-8, 5-4-8, 9-12-16, 9-12-15, 5-4-7, 1-4-7, 13-12-15, 13-12-16.

Из косоугольных треугольников (рис.2) в третьем квадранте: U_r1 = 0, 7673∙ U_r2, при угле отпирания тиристоров каждого моста α₁. Угол α₂ моста на тиристорах 9 – 14, при котором U_r2 = U_r1, т.е. U_d2α2 = U_d1α1, можно найти из условия, что мост [15], управляемый в 12-пульсном режиме непрерывных токов, имеет амплитудно-фазовую регулировочную характеристику, подчиняющуюся косинусу угла отпирания α₂. Тогда (рис.4) при α₂ = 39,8879 эл.град., = 0,7673, а U_d1α1 = U_d2α2 ∙ . Корректируя величину ∆ = α₂ - α₁ (рис.4) можно также нивелировать неравенство реактансов обмоток Ур₁ и Ур₂.

Соединение обмотки W₂ в «треугольник» при m =12, 24, 36 и W₃: W₁ = 1: 3 уменьшает ее использование по напряжению из-за уменьшения в 2 раза выпрямляемого напряжения U_r1. Увеличиваются углы проводимости вентилей 17 – 22 от 120 до 180 эл.град., с выделением на нагрузке добавочной мощности за счет превышения амплитуды тока нагрузки над амплитудой тока вентилей 17 – 22 соответственно в 1,366; 1,164; 1,106 раз. В этом случае коэффициент К_т превышения расчетной мощности трансформатора Тр₁ увеличивается соответственно до 1,5122; 1,6731; 1,7258. Вершины «треугольника» обмотки W₂ можно подключить также и к трехфазной нагрузке (рис.4). При этом напряжение нагрузки U_н совпадает по форме с первичным линейным током I_А (рис.5).

Если вентили 17 – 22 выполнить в виде тиристоров, отпирающихся от прикладываемых к ним через диодно-резисторные цепочки напряжений между управляющими электродами и анодами, то диоды 23 и 24 (рис.3), при подключении на выходе сглаживающего реактора, выполняют функцию обратных диодов. Соединение обмотки W₂ в «звезду» с нулевым выводом, в отличие от ее соединения в «треугольник» с подключением к мосту на 6-и тиристорах и двух обратных диодах, обеспечивает предельную сглаженность при более высоком напряжении на выходе и возможность включения обмотки W₃ в рассечку нулевого провода обмотки W₂. При m = 12, 24, 36 и W₃: W₁ = 1: 3 или W₃: W₂ = 1: 3, во всем диапазоне регулирования χ соответственно равен 0,9886; 0,9971; 0,9987, а К_т трансформатора Тр₁ в случае соединения обмотки W₂ в «звезду» с нулевым выводом – 1,2622; 1,2846; 1,2881. Межфазный распределитель тока (МРТ) на трансформаторе Тр₂, К_т которого соответственно равен 0,2618; 0,2555; 0,2511, необходим для защиты сети от I₀.

В общем случае коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения во всем диапазоне регулирования 0 ≤ α ≤ (π /2 + π/m) равен К_п = U_n /U_d = 2/(m²n² – 1), где U_n и U_d – амплитуда n-ой гармоники и среднее значение выпрямленного напряжения.

Внешняя характеристика ТСГ с МРТ при замене 6-фазной неравнолучевой звезды [15] на 3-фазную с нулевым выводом заметно жестче, т.к. через обмотки W₀ и W₃ беспрепятственно (при W₃/ W₁ = 1: 3) замыкаются только 3-я и кратные ей нечетные гармоники, а реактанс обмоток Ур на первичной стороне мизерный. Реактанс обмотки W₃ способствует увеличению наклона внешней характеристики, относительный коэффициент [4] которой A = 6/2πab , при m = 12, 24, 36 равен соответственно 0,91; 1,12; 1,19. Одно и то же число 6 для всех m в числителе этой дроби соответствует неравным исходным α₁, α₂, α₃,… тиристоров разных мостов, переключающих вследствие этого одинаковые магнитные потоки между стержнями Тр₁ 6 раз за период напряжения сети.

Расчетная мощность каждого Ур минимизируется реактансом трансформаторов и зависит от соотношения и суммы чисел витков, а также тока его обмоток. Например, если m = 12, то минимально точное соотношение чисел витков Ур равно w₁: w₂ = 7: 4, где w₁ + w₂ = 11, а кратность уменьшения коэффициента превышения К_ур расчетной мощности каждого Ур, с учетом соотношения токов в обмотках Ур и W₁, равна 0,02267∙W₁. Например, при W₁ = 400 кратность равна 9,068, а К_ур = 0,0088 вместо 0,08 без минимизации.

Выводы:

1. Эвристическая сущность функционального синтеза – это качественно превосходящая альтернатива полезным механистическим приемам построения, в том числе методу частичных напряжений и методу схемотехнического перемещения элементов. Его преимущество заключается в возможности обретения неординарных технических решений, характеризующихся высокими энергетическими показателями, простотой конструктивного исполнения преобразовательного трансформатора, меньшим количеством и простотой управления вентилей.

2. Цена достигнутого качества ТСГ постоянного тока – многообразие и повышенная суммарная расчетная мощность трансформаторного оборудования.

Список литературы

1. Волкова О.Л. Выпрямители с кольцевыми и лестничными вентильными схемами для систем электроснабжения электрического транспорта. Тема диссертации и автореферата по ВАК 05.09.03. – 2011. http://goo.gl/aXf7LU

2. Абдулаев А.А., Аслан-заде А.Г. Анализ многопульсного выпрямления. «Электричество». 1977. № 8.

3. Аслан-заде А.Г. Преобразование схем многофазных выпрямителей путем взаимного перемещения смежных вентильных и трансформаторных элементов. Инновационная энергетика 2010. Мат-лы второй научно-практической конференции с международным участием. – Новосибирск. НГТУ, 2010.

4. Каганов И.П. Электронные и ионные преобразователи. Ч. 3. 1956.

5. Аслан-заде А.Г. Патент № 2569929 (RU). Бюл. № 34, 2015

6. Аслан-заде А.Г. А.с. № 734862 СССР. Бюл. № 18, 1980

7. Абдулаев А.А., Аслан-заде А.Г. Анализ нечетно-фазного многопульсного выпрямления с несимметричным фазоступенчатым регулированием // Современные задачи преобразовательной техники. Ч. 4. Киев: Изд. ИЭД АН УССР 1975.

8. Аслан-заде А.Г. А.с. № 817923 СССР. Бюл. № 12,1981

9. Аслан-заде А.Г. А.с. № 752681 СССР. Бюл. № 28,1980

10. Аслан-заде А.Г. Метод схемотехнического перемещения элементов и схемы выпрямителей, построенные в результате элементарных инженерных преобразований. Материалы Х научно практической конференции. «Динамика современной науки». Том 11. Технологии. София. 2014. http://goo.gl/uaLzNt

11. Аслан-заде А.Г. А.с. № 995240 СССР. Бюл. № 5,1983

12. Аслан-заде А.Г. А.с. № 995239 СССР. Бюл. № 5, 1983

13. Аслан-заде А.Г. О возможности нарушения закона первичных токов многофазных выпрямителей. Materials of the XII international scientific and practical conference. “Modern scientific potential- 2016”. February 28 - March 7, 2016. Volume 19 Technical sciences Physics. Sheffield science and education ltd 2016. http://goo.gl/ThzucD

14. Латышко В.Д., А.с. № 1101992 СССР. Бюл. № 25, 1984

15. Аслан-заде А.Г. Улучшение гармонического состава токов и напряжений тиристорного выпрямителя посредством использования токов нулевой последовательности при управлении. «Электричество». 2013. №11.

16. Дробышев Ю.В., Янукович Г.И., Сердешнов А.П., Янукович А.И. А.с. № 797023 СССР. Бюл. № 2, 1981

17. Аслан-заде. А.Г. Патент № 2487457 (RU). Бюл. № 19, 2013