Василенко В.С., Цибенко О.С.
Національний авіаційний
університет (НАУ) України
ТЕХНОЛОГІЇ
ЗАБЕЗПЕЧЕННЯ ДОСТУПНОСТІ ІНФОРМАЦІЙНИХ ОБ`ЄКТІВ ПРИ ЗАСТОСУВАННІ БАГАТОРІВНЕВОЇ
ЧАСТОТНОЇ МОДУЛЯЦІЇ
В Нормативними документах Системи технічного захисту інформації України під доступністю інформаційних об‘єктів розуміється їх властивість, яка полягає в тому, що користувач і/або процес, який має відповідні повноваження, може використовувати їх відповідно до правил, встановлених політикою безпеки, не очікуючи довше заданого (малого) проміжку часу, тобто коли він знаходиться у вигляді, необхідному користувачеві, в місці, необхідному користувачеві, і в той час, коли він йому необхідний.
З цього стає зрозумілим, що доступність можна забезпечити за рахунок високої швидкості доступу до інформаційних об’єктів (це – еквівалент заданого (малого) проміжку часу) та забезпечення цілісності (це – еквівалент забезпечення необхідного користувачеві вигляду інформаційних об’єктів).
При цьому забезпечення високої швидкості доступу до інформаційних об’єктів є можливим за рахунок
високої швидкості їх передавання у відповідних телекомунікаційних мережах та
системах. Одним із перспективних напрямків забезпечення високої швидкості
передавання е розпаралелювання передавання елементів цих об‘єктів із
застосуванням частотної модуляції в технології OFDM − мультиплексування з
ортогональним частотним розподілом каналів.
Стаття як раз і спрямована на розгляд
питань застосуванні багаторівневої частотної модуляції.
Модуляція несучих у
груповому сигналі OFDM.
Стандартом передбачено, що в модемі OFDM можуть бути використані наступні види модуляції несучих групового сигналу: квадратурна фазова модуляція (4-ФМ), 16 - і 64-рівнева квадратурна амплітудна модуляція (16-КАМ або 64-КАМ) з рівномірним або нерівномірним розташуванням вершин векторів сигналу в кодовому просторі сигналів.
Вибір конкретного виду модуляції із зазначених проводиться залежно від необхідної швидкості передачі даних з урахуванням надмірності, необхідної для їх завадостійкого кодування. Цю надмірність легко оцінити, виходячи з того, що при завадостійкому кодуванні в модемі використовуються згортальні коди з відносними швидкостями: 1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8, в результаті чого швидкість цифрового потоку після завадостійкого кодування збільшиться в число разів, яке дорівнює одиниці, поділеній на відносну швидкість коду. Тобто, наприклад, при використанні згортального коду 3/4, швидкість цифрового потоку зростає в 4/3 = 1,33 рази.
Дані, необхідні для вибору виду модуляції залежно від необхідної швидкості цифрового потоку для різних значень відносної швидкості згортального коду і відносній тривалості захисного інтервалу в інформаційному символі, наведено в табл. 1 . Дані цієї таблиці не залежать від режиму модуляції 8К або 2К, так як при переході від режиму 8К до режиму 2К із зменшенням числа несучих в 4 рази одночасно в 4 рази збільшується швидкість передачі даних на кожній несучої.
У табл. 1 також зазначені необхідні значення відношення сигнал/шум в ефірному радіоканалі для двох випадків ефірного прийому - на стаціонарну, багатоелементну ТБ - антену і на просту антену переносного телевізора. Наведені значення відносини сигнал/шум забезпечують отримання коефіцієнта помилок 2x10-4 на виході декодера згортального коду. Остаточний вибір перерахованих параметрів системи цифрового мовлення робиться шляхом аналізу кількох альтернативних варіантів.
Пояснимо порядок користування даними табл. 1 на прикладі. Припустимо, що необхідно передати в одному радіоканалі 4 ТБ-програми з високою якістю зображення.
У цьому випадку швидкість цифрового потоку для однієї ТБ-програми може бути обрана в межах 7 ... 8 Мбіт/с, і відповідно для 4-х ТБ-програм необхідно передати цифровий потік 28 ... 32 Мбіт/с.
|
Таблиця 1.
Швидкість передачі даних при неієрархічній модуляції 8К и 2К |
|||||||
|
Вид модуляції |
Швидкість коду |
Відношення сигнал/шум в радіоканалі, дБ |
Корисна швидкість, Мбіт/с |
||||
|
Стаціонарна антена (F1) |
Переносна антена (Р1) |
D/Tu=1/4 |
D/Tu=1/8 |
D/Tu=1/16 |
D/Tu=1/32 |
||
|
4-ФМ |
1/2 |
3,6 |
5,4 |
4,98 |
5,53 |
5,85 |
6,03 |
|
4-ФМ |
2/3 |
5,7 |
8,4 |
6,64 |
7,37 |
7,81 |
8,04 |
|
4-ФМ |
3/4 |
6,8 |
10,7 |
7,46 |
8,29 |
8,78 |
9,05 |
|
4-ФМ |
5/6 |
8,0 |
13,1 |
8,29 |
9,22 |
9,76 |
10,05 |
|
4-ФМ |
7/8 |
8,7 |
16,3 |
8,71 |
9,68 |
10,25 |
10,56 |
|
16-КАМ |
1/2 |
9,6 |
11,2 |
9,95 |
11,06 |
11,71 |
12,06 |
|
16-КАМ |
2/3 |
11,6 |
14,2 |
13,27 |
14,75 |
15,61 |
16,09 |
|
16-КАМ |
3/4 |
13,0 |
16,7 |
14,93 |
16,59 |
17,56 |
18,10 |
|
16-КАМ |
5/6 |
14,4 |
19,3 |
16,59 |
18,43 |
19,52 |
20,11 |
|
16-КАМ |
7/8 |
15,0 |
22,8 |
17,42 |
19,35 |
20,49 |
21,11 |
|
64-КАМ |
1/2 |
14,7 |
16,0 |
14,93 |
16,59 |
17,56 |
18,10 |
|
64-КАМ |
2/3 |
17,1 |
19,3 |
19,91 |
22,12 |
23,42 |
24,13 |
|
64-КАМ |
3/4 |
18,6 |
21,7 |
22,39 |
24,88 |
26,35 |
27,14 |
|
64-КАМ |
5/6 |
20,0 |
25,3 |
24,88 |
27,65 |
29,27 |
30,16 |
|
64-КАМ |
7/8 |
21,0 |
27,9 |
26,13 |
29,03 |
30,74 |
31,67 |
Виходячи з цих даних за табл. 1. знаходимо, що необхідну нам швидкість можна отримати використовуючи 64-КАМ, оскільки два інших види модуляції 16-КАМ та 4-ФМ не забезпечують необхідних значень швидкості.
Зазначимо, що при модуляції 64-КАМ для розглянутого випадку є кілька альтернативних варіантів з прийнятними значеннями швидкостей цифрових потоків (див. табл. 1): 29.27; 30.16; 29.03; 30.74; 31.67 Мбіт/с, що відрізняються значеннями відносної швидкості згортального коду: С(5/6) і С(7/8) і відносними тривалостями захисних інтервалів (Δ/Tu): 1/8, 1/16; 1/32. При цьому, оскільки параметр Δ/Tu визначає максимальну відстань між ТБ-передавачами в мережі мовлення (див. табл. 1), а параметр C залежить від вибору потужності ТВ-передавачів мережі, то їх значення вибираються шляхом аналізу кількох варіантів побудови проектованої мережі.
Простір сигналів.
При квадратурній фазовій (4-ФМ) і амплітудній модуляції (16-КАМ і 64-КАМ) сигнал несучої виходить шляхом модуляції і підсумовування двох квадратурних сигналів: cosωt і sinωt. Ці сигнали при аналізі систем квадратурної модуляції зручно представляти у вигляді двох квадратурних векторів I і Q, вважаючи, що вектор I збігається з віссю абсцис і називається синфазним вектором, а вектор Q збігається з віссю ординат і називається квадратурних вектором. При цьому фаза вектора I приймається за нульову фазу і щодо неї проводиться оцінка фазових положень векторів модульованого сигналу. Оскільки при математичному аналізі квадратурно модульованих сигналів використовуються комплексні функції, в яких сигнал cosωt є дійсною частиною функції, а сигнал sinωt − уявною частиною функції і, крім того, загальноприйнятим вважається, що по осі абсцис відкладаються дійсні числа, а по осі ординат − уявні, то в системі координат I і Q вектору I відповідає сигнал cosωt, а вектору Q - сигнал sinωt.
Простір сигналів модульованої несучої являє собою дискретні положення вершин сумарного вектора (IQ) у системі координат I і Q.
В системі OFDM при використанні модуляції 4-ФМ вектори I і Q мають однакові і постійні амплітуди, дискретно змінюються лише фази, які можуть приймати значення 0 ° або 180 ° - для вектора I і 90 ° або 270 ° - для вектора Q. При цьому вершини сумарного вектора (IQ) при передачі від одного фазового стану в інше описують коло (рис. 1 а).
У порівнянні з 4-ФМ застосування КАМ дозволяє збільшити швидкість передачі даних в 2 рази - для 16-КАМ і в 3 рази - для 64-КАМ.
При застосуванні КАМ вектори I і Q приймають зазначені вище фіксовані значення фази, що і при 4-ФМ, і, крім того, дискретно модулюються по амплітуді. При цьому в стандарті передбачено два види дискретизації амплітуд векторів I і Q - з рівномірним і нерівномірним кроком дискретизації амплітуди.
Рис. 1. Простір сигналів 4 – ФМ (а)та 4 –
КАМ (б)
Перший випадок називається неієрархічним режимом модуляції, і він забезпечує однакову завадостійкість для всіх переданих кодових комбінацій. У цьому режимі модуляції амплітуди векторів I і Q приймають по 4 фіксованих значення, рівних (-3; -1; 1, 3) кроків дискретизації амплітуди - для 16-КАМ (рис. 2. а) і по 8 - фіксованих значень, рівних (- 7; -5; -3; -1; 1; 3, 5, 7) кроків дискретизації амплітуди - для 64-КАМ (рис. 2 б).
Рис. 2.
Дискретні значення фази та амплітуд векторів I та Q при неієрархічному режимі
модуляції 16 – КАМ (а)та 64 – КАМ (б)
Відзначимо подібність модуляції 4-ФМ із КАМ. При 4-КАМ вершини сумарного вектора (IQ) лежать у вершинах квадрата (див. рис. 1.3 б), який вписується в коло 4-ФМ (див. рис. 1.3 а), тобто простори сигналів 4-ФМ та 4-КАМ збігаються. Таким чином, якщо вибрати однакові маніпуляційні коди, то сигнали 4-ФМ та 4-КАМ можна буде формувати і демодулювати одними і тими ж пристроями, що корисно використовувати при створенні уніфікованого модему OFDM для декількох видів модуляції.
Застосування ієрархічного методу модуляції дозволяє підвищити живучість системи цифрового мовлення за несприятливих умов ефірного прийому (наприклад, прийом при низькій напруженості радіо поля, наявність завад від інших радіо служб, прийом на кімнатну антену і т.п.).
У цьому випадку цифровий потік, що передається, розбивається на два потоки. Швидкість першого потоку вибирається рівною: 1/2 при 16-КАМ і 1/3 при 64-КАМ від швидкості основного потоку. (При цьому швидкість 2-го потоку складе, відповідно, 1/2 або 2/3 від швидкості основного потоку). Перший потік кодується з більш високою завадостійкістю, і в ньому передається найбільш значима частина інформації, наприклад, старші розряди відео-та звукоданих. Другий потік кодується з меншою завадостійкістю і використовується для передачі менш значущою частини інформації. При цьому різниця у відношенні сигнал/шум для порогових точок демодуляції першого і другого потоку вибирається в межах 10 ... 15 дБ.
При ієрархічної модуляції доцільно використовувати більш високі профілі стандарту MPEG-2, тобто замість основного профілю стандарту MPEG-2 застосувати профіль з масштабованим відношенням сигнал/шум або спеціально масштабований профіль, при яких живучість системи при несприятливих умовах прийому підвищується за рахунок зниження відношення сигнал/шум і чіткості ТБ-зображення.
У підсумку за несприятливих умов, коли не вдається демодулювати другий цифровий потік, ТБ-зображення на екрані телевізора зберігається, хоча і відтворюється з погіршеною якістю (підвищеним рівнем шумів і зниженою чіткістю). З поліпшенням умов прийому якість зображення повністю відновлюється.
Простір сигналів 16 - і 64-КАМ при ієрархічної модуляції
Перехід до ієрархічної модуляції здійснюється за рахунок застосування двох значень кроку дискретизації при дискретизації амплітуд векторів I і Q. Менше значення кроку дискретизації d1 залишається таким же, як і при неієрархічному модуляції, а більше значення кроку дискретизації d2 вибирається в 2 або 4 рази більше d1, тобто d2 = a x d1, де a = 2 або 4.
Простір сигналів 16 - або 64-КАМ будується наступним чином. Перші від початку координат крапки по позитивним і негативним напрямками осей I і Q мають фіксовані амплітуди, рівні d2 / 2. Решта точки на зазначених осях мають фіксовані значення амплітуд, наступних з кроком дискретизації d1.
На рис. 3 показані дискретні значення амплітуд векторів I і Q при ієрархічної 64-рівневої КАМ. Кожен вектор може мати 8 фіксованих амплітуд рівних або (-8, -6, -4, -2, 2, 4, 6, 8) кроків дискретизації d1 при a = 2, або (-10, -8, -6, - 4, 4, 6, 8, 10) кроків дискретизації d1 при a = 4.
Рис. 3. Дискретні значення фази та амплітуд векторів I та Q при ієрархічній 64 – КАМ
У разі 16-рівневої КАМ число фіксованих значень амплітуд векторів I і Q зменшується до 4, і ці дискретні значення збігатимуться з вищевказаними на інтервалах від (-4, -2, 2, 4) при a = 2 та від (-6, -4, 4, 6) при a = 4.
При модуляції амплітуди векторів I і Q можуть у довільному
порядку приймати одне з 4 (при 16-КАМ) і одне з 8 (при 64-КАМ) зазначених
фіксованих значень. У підсумку в просторі сигналів 16/64-КАМ будуть присутні 16
або 64 сумарних вектора (IQ),
відстань між вершинами яких буде максимальною при значеннях амплітуд векторів (I, Q) рівних: (2, 2), (2, -2) ;
(-2, 2); (-2, -2) - для випадків 16/64-КАМ a = 2, і (4, 4); (4, -4); (-4, 4);
(- 4, -4) - для випадків 16/64-КАМ a = 4.
Ці кодові комбінації будуть мати максимальну завадостійкість, і їх необхідно використовувати при передачі найбільш значущої частини інформації.
Висновки. У
статті здійснено аналіз технології забезпечення доступності інформаційних
об’єктів при застосуванні багаторівневої частотної модуляції. Наведені
необхідні значення відношення сигнал/шум в ефірному радіоканалі для двох
випадків ефірного прийому - на стаціонарну, багатоелементну ТБ - антену
і на просту антену переносного телевізора.
1. Алишев Я.В.
Предельная пропускная способность и потенциальная помехоустойчивость оптических
сетей и систем телекоммуникаций. // Доклады БГУИР. 2004. – Т. 2, № 2. – С.
43-45.
2.
Василенко В.С., Дубчак О.В. Частотна дискретизація як метод підвищення
перепускної спроможності каналів передачі даних. Матеріали V міжнародної
Науково – практичної конференції “Naukowa przestrzen Europa – 2009” 07–15 квітня 2009 roku. Informacyjne technologie. – Перемишль: “Nauka і studia” 2009. – Т. 17, С. 84–87